El amplificador de audio LM386 desarrollado por National Semiconductor y también producido por JRC/NJM se ha convertido en uno de los chips más utilizados en aplicaciones de audio de baja potencia desde su aparición a mediados años 70. Su curva ganancia/frecuencia puede moldearse fácilmente con unos pocos elementos externos, lo que lo convierte en un componente realmente flexible. Todo ello ha supuesto la aparición de numerosos circuitos a lo largo de las últimas décadas basándose en este dispositivo.
LM386 Chip

Gracias a su bajo consumo, es un dispositivo muy apropiado para ser utilizado en mini amplificadores portátiles alimentados con baterías. Entre los más conocidos se encuentran:

Smokey Amp, el más pequeño y barato de todos. Únicamente requiere de dos componentes y cabe en un paquete de tabaco.
Little Gem, una version mejorada del Smokey Amp, que incluye nuevas funcionalidades como el control de ganancia y volumen.
Ruby Amp, añade un buffer de entrada al diseño del Little Gem y actualiza ciertos elementos del mismo.
Noisy Cricket, basado en el Ruby Amp, con controles de ganancia, volumen y tono, incluye todos los elementos típicos de un amplificador de guitarra a un coste muy reducido.

Índice:

1 Características eléctricas.

2 Análisis de la arquitectura interna del LM386.
   2.1 Topología Lin.
    2.2 Topología Lin en el LM386.
        2.2.1 Etapa de entrada del LM386.
        2.2.2 Etapa de amplificación de tensión del LM386.
        2.2.3 Etapa de salida del LM386.
        2.2.4 Red de retroalimentación del LM386.

3 Respuesta en frecuencia del LM386.
3.1 Cálculo del bass boost para el LM386.

4 Fuentes.

1. Características Eléctricas.

Su ganancia en tensión puede ajustarse desde 20 a 200 (26 a 46 dB) en un amplio rango de alimentación que abarca entre 4V-12V ó 5V-18V. Existen tres variantes capaces de entregar 0.3W, 0.5W o 0.7W (LM386N-1, LM386N-3, y LM386N-4 respectivamente).

Modelo	Volt. min	Volt. max	Pot. salida max	Pot. salida típica
LM386N-1	4 Voltios	12 Voltios	250 mW	325 mW
LM386N-3	4 Voltios	12 Voltios	500 mW	700 mW
LM386N-4	5 Voltios	18 Voltios	700 mW	1000 mW

Mientras que sus entradas están referenciadas a masa, la salida se referencia automáticamente a un medio de la tensión de alimentación. Su corriente de operación en inactividad se ve reducida a 4mA (24 mW operando a 6V) y su distorsión harmónica se limita a un 0.2% (AV = 20, VS = 6V, RL = 8Ω, PO = 125mW, f = 1KHz) con un caso peor de 10% THD.

2. Análisis de la arquitectura interna del LM386.

El circuito interno se basa en un amplificador de potencia clásico comúnmente conocido como topología Lin (Lin Topology). A pesar de su antigüedad, se ha visto imbatido a lo largo de los años y casi todos los amplificadores de estado sólido recurren a él.

2.1 Topología Lin.

El circuito puede dividirse en cuatro bloques principales: Etapa de entrada (Input Stage), Etapa de Amplificación de Tensión (Voltage Amplifier Stage), Etapa de Salida (Output Stage) y Red de Realimentación (Feedback Network):

La Etapa de Entrada tiene varias funciones; definir el punto de trabajo en DC, fijar la impedancia de entrada del amplificador y el más importante de todos, restar la señal de realimentación de la señal de entrada. La topología más común en cuanto a la etapa de entrada, sin lugar a dudas, es el amplificador diferencial, también conocido como "Long Tailed Pair" o LTP.

Etapa de Amplificación de Tentsión (Voltage Amplifier Stage, VAS): esta etapa de alta ganancia puede considerarse el nucleo del amplificador. Se encarga de amplificar la diminuta amplitud de la señal de entrada a un nivel manejable. La mayoría de circuitos VAS trabajan en modo clase A puesto que únicamente requieren de una reducida corriente de funcionamiento y por consiguiente la disminución de la potencia consumida se hace notablemente baja. El circuito VAS más típico es un amplificador de emisor común.

Etapa de salida (Output Stage, OPS): se trata de un amplificador de corriente trabajando o bien en clase A, en clase B o en clase AB. Su función es aportar suficiente ganancia de corriente para que la tensión entregada por la etapa VAS pueda mantenerse al conectarse una carga de baja impedancia.
El amplificador de corriente más simple es un amplificador colector común (emitter follower).

Combinando dos transistores complementarios, dos amplificadores de colector común pueden conectarse en configuración push-pull, encargándose cada uno de ellos de su correspondiente mitad de la onda. Esta topología se conoce como amplificador clase-B, muy eficaz pero afectada por la distorsión de cruce (Crossover distortion).
Una solución típica es conectar directamente las bases de los transistores de salida al colector del VAS, para de esta manera eliminar la necesidad de polarizar cada uno de ellos individualmente.

Red de Realimentación: se encarga de enviar en cierta manera la señal de salida de vuelta al VAS, por lo que tiene una función principal en la corrección de error y en la limitación del ancho de banda y ganancia. La retroalimentación puede ser local, global o una mezcla de ambas. Al retroalimentar desde la salida al VAS (o más comúnmente a la etapa de entrada previa) se consigue limitar la ganancia y fijar el punto de trabajo en DC.

Existe una realimentación local denominada compensación Miller desde el colector del transistor del VAS a su base. De esta manera se limita el ancho de banda, se incrementa la estabilidad y se mejora la linealidad a altas frecuencias.

2.2 Topología Lin en el LM386.

Basándose en la topología Lin, el circuito interno del LM386 puede dividirse en Etapa de Entrada (Input Stage), Etapa de Amplificación de Tensión (Voltage Amplifier Stage), Etapa de Salida (Output Stage) y Red de Realimentación (Feedback network):

2.2.1 Etapa de entrada del LM386.

El primer bloque consiste en un amplificador PNP colector común (Q₁, Q₃) encargado de fijar la impedancia de entrada y fijar los puntos de trabajo en DC, elevando la tensión de entrada sobre la masa para de esta manera aceptar señales negativas hasta -0.4V.

Las dos resistencias de 50K (R₁, R₃) conducen la corriente de base a masa. La entrada ha de estar acoplada para no afectar a la polarización interna, siendo estas dos resistencias las que fijan la impedancia de entrada a 50K.

Análisis de la ganancia de tensión:

El amplificador diferencial formado por Q₂, Q₄ (también conocido como Long Tailed Pair o LTP) es ajustado a través de dos resistencias encargadas de fijar la ganancia en 1.35K + 150Ω (R5 + R5). Los pines externos 1 y 8 permiten ajustar la ganancia de 20 a 200.

La ganancia de tensión puede calcularse en modo no operacional, es decir, sin aplicar ninguna señal, de entrada de la siguiente manera:

Notas:

El voltaje a través de R₄ y R₅ (V_diff) es directamente el valor de la entrada diferencial (Vin) ya que la caída de tensión base-emisor de ambos transistores PNP es la misma en ambos lados del LTP.
El espejo de corriente formado por Q₅ y Q₆ genera corrientes iguales en ambos lados del LTP. Esta corriente se denomina ‘i’.

Debido al espejo de corriente, la corriente que atraviesa R8 es igual a 2*i, despreciando i7 que atraviesa las resistencias R6 y R7 (ambas de 15K), las cuales pueden considerarse grandes impedancias comparadas con otras entradas del circuito. De esta manera:

    $\frac{{V}_{out}-{V}_{in}}{{R}_{8}}= 2 I$

    ${V}_{out} \gg {V}_{in}$

    $\frac{{V}_{out}}{{R}_{8}}= 2 I$

En la imagen previa fácilmente puede deducirse que si i7=0, entonces:

$I=\frac{{V}_{in}}{{R}_{4}+{R}_{5}}$

Y por consiguiente:

$\frac{{V}_{out}}{{R}_{8}}= 2 \frac{{V}_{in}}{{R}_{4}+{R}_{5}}$

${G}_{v}=\frac{{V}_{out}}{{V}_{in}}=2\frac{{R}_{8}}{{R}_{4} + {R}_{5}}$

Esta misma formula puede presentarse de la siguiente forma:

${G}_{v}=\frac{{V}_{out}}{{V}_{in}}=2\frac{{Z}_{1-5}}{150 + {Z}_{1-8}}$

Donde Z_1-5y Z_1-8son las impedancias entre los respectivos pines.
De esta manera, sin añadir ningún componente externo, se obtiene tiene una ganancia de G_v = 2x15K/(150+1350) = 20 (26 dB).
Con un condensador o un cortocircuito entre los pines 1 y 8 se obtiene una ganancia de Gv = 2x15K/150 =200 (46dB).

2.2.2 Etapa de amplificación de tensión del LM386.

El amplificador en emisor común (Q₇) eleva la señal de entrada a un nivel apropiado para ser acoplada directamente a la etapa de salida.

2.2.3 Etapa de salida del LM386:

La etapa de salida es implementada con un amplificador clase AB, es decir, dos transistors en configuración push-pull donde cada uno amplifica su correspondiente mitad de onda.
Debido a la pobre ganancia que aportan los transistores PNP, Q₉y Q₁₀se conectan en modo complementario obteniéndose β_TOTAL = β_Q9 x β_Q10.

Compensación del Crossover (distorsión de cruce):

La etapa de salida es implementada con un amplificador clase AB, es decir, dos transistors en configuración push-pull donde cada uno amplifica su correspondiente mitad de onda. Debido a la pobre ganancia que aportan los transistores PNP, Q₉y Q₁₀se conectan en modo complementario obteniéndose β_TOTAL = β_Q9 x β_Q10

Compensación del crossover:

Para compensar la distorsión debida al crossover se recurre a los diodos D₁ y D₂.En la topología push-pull, los transistores no empiezan a conducir hasta que la señal de entrada excede su voltaje de conducción, que es la diferencia de potencial entre la base y el emisor del mismo y normalmente se sitúa en un valor de +-0.6V.

Para remediar esto, se busca polarizar los transistores de tal forma que su tensión en los ciclos de no trabajo nunca baje más allá de la tensión de conducción. Una cierta cantidad de corriente, conocida como corriente de polarización, es continuamente introducida por la base de los transistores para así asegurar que al menos uno de los transistores siempre se encuentre en conducción (lo cual, obviamente, sacrifica la eficiencia).

Esta solución basada en diodos se ha mostrado como la mejor posible: genera una caída en tensión dependiente de la temperatura en cada momento, que a su vez puede parearse al coeficiente de temperatura del transistor y así conseguir una corriente de polarización bastante estable. Si se requiere una respuesta especialmente precisa ante variaciones de temperatura, los diodos son conectados al mismo disipador de calor como en el caso de los transistores de potencia. Como un único diodo no suele ser suficiente, los amplificadores normalmente incluyen varios diodos (dos en este caso).

2.2.4 Red de Realimentación del LM386:

El amplificador se realimenta negativamente desde la salida hacia el emisor del transistor Q₄ a través de la resistencia R₈. Esta realimentación DC consigue estabilizar el voltaje modo común aplicado a la señal de salida a un medio de la tensión de alimentación.

La realimentación DC funciona de la siguiente manera: si por alguna razón Vo se ve incrementada, la corriente que atraviesa R8 que es entrante en el emisor de Q₄ vse verá proporcionalmente incrementada, y por consiguiente la corriente por su colector también aumentará, dando lugar a un incremento positivo en la tensión de la base de Q₇. Esto provoca un aumento en la corriente de colector de Q₇, lo que hace que caiga la tensión en la base de Q7 y por consiguiente, que Vo disminuya. thus bringing down the voltage at the base of Q₇ and hence Vo.

Otra función de la etapa de realimentaición es fijar el nivel de offset a la salida.

¿Por qué V_out = Vcc/2 ?

La salida es automáticamente acoplada a la mitad de la tensión de alimentación de la siguiente manera:
Teniendo en cuenta condiciones de inoperablilidad (sin aplicar señal de entrada), en la siguiente imagen es facilmente apreciable que Vbe1=Vbe3 y Vbe2=Vbe4, por lo que la tensión en el nodo V_a es exáctamente la misma que en V_b, forzando Idiff = 0.

Se pueden tomar dos enfoques diferentes para llegar a la misma solución:

Enfoque 1:

El espejo de corriente (Q₅,Q₆) balancea el LTP, igualando la corriente a través de los dos transistores (Q2,Q4) y mejorando la linealidad de la etapa de entrada. Por ello, la corriente en ambas ramas es igual, tanto en DC como en AC.

Puesto que las corrientes "I" en los emisores de Q₂ y Q₄ son iguales:

${V}_{7}=\frac{{V}_{cc}}{2}+{V}_{eb2}+{V}_{eb1} \approx \frac{{V}_{cc}}{2}$

Debido a la simetría del circuito, V_out = V₇ (pin "Bypass"), obteníendose

${V}_{out}=\frac{{V}_{cc}}{2}$

Enfoque 2:

I_diff=0 puesto que V₁ y V₂ están al mismo potencial V₁=V₂

${I}_{Q2}=\frac{{V}_{cc}-{V}_{eb2}-{V}_{eb1}}{{R}_{6} + {R}_{7}}$

${I}_{Q4}=\frac{{V}_{out}-{V}_{eb4}-{V}_{eb3}}{{R}_{8}}$

Debido al espejo de corriente IQ2=IQ4

$\frac{{V}_{cc}-{V}_{eb2}-{V}_{eb1}}{{R}_{6} + {R}_{7}} = \frac{{V}_{out}-{V}_{eb4}-{V}_{eb3}}{{R}_{8}}$

Con Veb2= Veb4, Veb1=Veb3 y R6=R7=R8=15K:

${V}_{out}=\frac{{V}_{cc}}{2}+{V}_{eb1}+{V}_{eb2} \approx \frac{{V}_{cc}}{2}$

${V}_{out}=\frac{{V}_{cc}}{2}$

3. Respuesta en frecuencia del LM386.

Echando un vistazo al gráfico Voltage Gain vs Frequency del datasheet del chip, la respuesta en frecuencia es plana en la región audible hasta los 20 kHz. Para ajustar este comportamiento, puede recurrirse a componentes externos.

En relación con esto, es especialmente interesante modificar el lazo de retroalimentación entre el pin 5 y 1 para obtener un incremento de los bajos. También puede modificarse el lazo entre los pines 8 y 1 recurriendo a diferentes combinaciones condensador/resistencia (en paralelo) para modificar la respuesta en ganancia para los diferentes rangos de frecuencia.

LM386 Frequency Response

La hoja de aplicación del LM386 hace referencia a un estímulo de bajos (bass boost) conectando una red RC entre el pin 1 y el pin 5 (paralelos a la resistencia interna de 15k):

LM386 Bass Boost Circuit

El amplificador es estable solo para ganancias de lazo cerrado mayores de 9, así que si la resistencia externa R es muy pequeña, el circuito podría oscilar. Por consiguiente, el valor de R mínimo puede calcularse facilmente:
- Si el pin 8 queda desconectado, R_min=10k:

${G}_{v}=2\cdot\frac{{R}_{8}||{R}}{{R}_{4} + {R}_{5}} \to 9 < 2\cdot \frac{15K||{R}}{150 + 1.35K}\to R>12.2K\simeq10K$

- Si los pines 1 y 8 son cortocircuitados, Rmin=2K:

${G}_{v}=2\cdot\frac{{R}_{8}||{R}}{{R}_{4}} \to 9 < 2\cdot \frac{15K||{R}}{150}\to R>0.69K\simeq2K$

3.1 Cálculo de la frecuencia de Bass Boost para el LM386:

Para un bass boost (empuje o enfasis de bajos) efectivo de 6dB, el datasheet del componente sugiere R=10K y C=33nF entre los pines 1 y 5 con el pin 8 desconectado. Otro conjunto de valores comunes son R=2,2K and R=4.7nF. En realidad, esta modificación no aporta un empuje de los bajos, simplemente un desplazamiento de las frecuencias por encima de la frecuencia seleccionada, es decir, un filtro paso bajo.

Esta modificación puede compensar satisfactoriamente un amplificador con pobre respuesta a los bajos. También filtra cualquier posible ruido en forma de silbido, pero por otra parte, si el circuito incluye un potenciómetro de ganancia entre el pin 1 y 8 como en el caso del Little Gem, el Ruby Amp o el Noisy Cricket, la frecuencia de corte se verá modificada por el valor de la ganancia, pasando a tener un bass boost dependiente de la ganancia.

El efecto de la red RC para obtener el bass boost puede ser analizado con la ecuación de la ganancia en tensión mostrada a continuación, donde se inserta la impedancia R + 1/jωC en paralelo con la resistencia interna de feedbacck Z_1-5.

$\\ {G}_{v}=2\cdot\frac{{Z}_{1-5}|| R + \frac{1}{j2\pi fC}}{150 + {Z}_{1-8}}\\\\\\ {G}_{v}=\frac{2}{150 + {Z}_{1-8}}\cdot\frac{{Z}_{1-5}\cdot (R + \frac{1}{j2\pi fC})}{{Z}_{1-5} + R + \frac{1}{j2\pi fC}} \\\\\\ {G}_{v}=\frac{2 {Z}_{1-5}R}{150 + {Z}_{1-8}}\cdot\frac{{Z}_{1-5}}{{j2\pi fC ({Z}_{1-5} + R)+1}}$

$\large \large \\ {G}_{v}=\frac{1}{\frac{(150 + {Z}_{1-8}) \cdot j2\pi fC ({Z}_{1-5} + R)}{2({Z}_{1-5})^{2}R}+\frac{150 + {Z}_{1-8}}{2({Z}_{1-5})^{2}R}}\\\\\\ |{G}_{v}|=\frac{1}{ \sqrt{(\frac{(150 + {Z}_{1-8}) \cdot j2\pi fC ({Z}_{1-5} + R)}{2({Z}_{1-5})^{2}R})^{2}+(\frac{150 + {Z}_{1-8}}{2({Z}_{1-5})^{2}R}})^{2}}\\$

De esta manera, f_c puede calcularse:

$\large \\ {f}_{c}=\frac{\frac{150 + {Z}_{1-8}}{2({Z}_{1-5})^{2}R} \cdot 2({Z}_{1-5})^{2}R}{2\pi C(150 + {Z}_{1-8}) \cdot ({Z}_{1-5} + R)} \\\\\\$

${f}_{c}=\frac{1}{2\pi C \cdot ({Z}_{1-5} + R)}$

Así que, asumiendo que la resistencia interna Z_1-5 es 15K, el valor de f_c para las combinaciones RC más comunes puede calcularse de la siguiente manera:

Usando R=10K y C=33nF → f_c= 1/2π x 33nF x (15K+10K)=192,2 Hz
Usando R=2,2K y C=4,7nF→ f_c= 1/2π x 4.7nF x (15K+2,2K)=1968,7 Hz

Fuentes:

LM386 Datasheet from National Semiconductor.
JRC386 Datasheet from (New) Japan Radio Co. JRC/NJM.
Teemuk Kyttala Solid State Guitar Amplifiers, the Holy Scripture.
LM38X Lecture by South Dakota School of Mines & Technology.
Stephan Großklaß LM386 Study.
Elliott Sound Products Study of Current Mirror Sources.

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